生命科学関連特許情報
| タイトル： | 公開特許公報(A)_ディジタル直交ロックイン検出方法及び装置 |
| 出願番号： | 2005186367 |
| 年次： | 2007 |
| IPC分類： | G01R 33/36,G01N 24/10,A61B 5/055 |
特許情報キャッシュ
根本 暢明 JP 2007003458 公開特許公報(A) 20070111 2005186367 20050627 ディジタル直交ロックイン検出方法及び装置 日本電子株式会社 000004271 井島 藤治 100085187 鮫島 信重 100090424 根本 暢明 G01R 33/36 20060101AFI20061208BHJP G01N 24/10 20060101ALI20061208BHJP A61B 5/055 20060101ALI20061208BHJP JPG01N24/04 530CG01N24/10 510GA61B5/05 364A61B5/05 400 2 1 ＯＬ 9 4C096 4C096AB07 4C096AD10 4C096AD12 4C096CD08 4C096DA09 本発明はディジタル直交ロックイン検出方法及び装置に関する。（アナログ直交検出） 図７はＮＭＲ（核磁気共鳴）分光計の構成例を示すブロック図である。シーケンサ１から出力されたパルス信号は、ダイレクト・ディジタル・シンセサイザ（ＤＤＳ）ドータカード２に入り、所定の処理が行われる。ＤＤＳドータカード２は、ディジタル直接合成器（ＤＤＳ）２ａと、Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）２ｂとローパスフィルタ２ｃから構成されている。そして、ＤＤＳドータカード２からは、９〜１２ＭＨｚのパルスが出力される。 このパルス信号は、続くトランスミッタ３に入る。該トランスミッタ３は、ＤＤＳドータカード２の出力と分配器３ｂの出力をミキシングさせるミキサ３ａと、該ミキサ３ａの出力を減衰させるアッテネータ（ＡＴＴ）３ｃから構成されている。アッテネータ３ｃの出力は続くパワーアンプ４により増幅され、プローブ６に印加される。該プローブ６で検出されたＮＭＲ信号はデュープレクサ（ＤＰＬＸ）５，プリアンプ７を経てＯＢＳレシーバ１０に入る。 そして、ＯＢＳレシーバ１０では、イメージリジェクションミキサ（ＩＲＭ）１１にて、周波数シンセサイザ（ＦＳＹ）２０からの局発（ＬＯ）と混合される。前記周波数シンセサイザ２０からの信号は、ＦＳＹセレクタ１２で選択され、イメージリジェクションミキサ１１と混合される。混合された結果、その出力は中間周波数（ＩＦ）付近の周波数となる。このイメージリジェクションミキサ１１の出力は、９〜１２ＭＨｚを選択的に通過させるバンドパスフィルタ１３を経てスプリッタ１４で２分割される。 分割されたどちらの信号も、ディジタル直接合成器（ＤＤＳ）１５から発生しＤ／Ａ変換器（ＤＡＣ）１６ａ，１６ｂを経た中間周波数（ＩＦ）とミキサ１７ａ，１７ｂでそれぞれ混合される。この時、２つに分岐した信号には９０゜位相の違うＩＦと混合させる。次に、これらのミキシングされた信号は、ＡＦ（オーディオフリークェンシー）フィルタ１８ａ，１８ｂで不必要な高周波成分が除去され、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）３１ａ，３１ｂでディジタル信号に変換され、信号処理部３２でデータを一時保存する。２つのディジタル信号の内、１つをリアル（Ｒｅａｌ：実部）、もう一方をイマジナリ（Ｉｍａｇｉｎａｒｙ：虚部）と表記する。この場合、どちらがリアルでもよい。（ディジタル直交検出） 図８はＮＭＲ分光計の第２の構成例を示すブロック図である。図７と同一のものは、同一の符号を付して示す。この実施の形態例と、図７に示す形態例との大きな違いは、ＤＤＳ１５から発生するＩＦ信号と混合する際に、図７のアナログ直交検出では、位相の異なる２つの信号を混ぜたが、この例では、１種類の位相信号をＤＡＣ１６ｂでアナログ信号に変換した後、ミキサ１７ｂでＮＭＲ信号と混ぜている。但し、ＡＤＣ３１ｂで取り込む際に、必要とされるスペクトル幅ＳＷに比べ、２倍以上の高い周波数でオーバーサンプリングする必要がある。 図１は本発明におけるディジタル計算の概念図であり、信号処理部３２で得たディジタルデータのその後の処理を示している。図のデータバッファ４０にためこんだ時間領域のデータは、２セットにコピーされ、一つにはｓｉｎΩｔ、もう一つにはｃｏｓΩｔを掛算し、ディジタル低域通過フィルタ（Ｄ−ＬＰＦ）４２ａ，４２ｂを通過させ、それぞれをデータバッファ２Ｒ，データバッファ２Ｉとして保存し、リアルデータとイマジナリデータとする。４３ａがデータバッファ２Ｒ、４３ｂがデータバッファ２Ｉである。（ロックインアンプの概要と原理） 次に、ロックインアンプの概要と原理について説明する。図２はロックイン検波の説明図であり、ロックインアンプの原理を示している。観測信号は、単一の周波数のみからなると仮定する。そうすると、観測信号は、ｓｉｎ（ωｔ＋α）と書くことができる。ここで、参照信号を用意して、その周波数を観測信号と一致させる（ないしは一致をめざし、周波数を掃引してもよい）ことを考える。 一致させることができたとすると、その参照信号をｓｉｎ（ωｔ＋β）と書くことができる。参照信号ｓｉｎ（ωｔ＋β）と観測信号ｓｉｎ（ωｔ＋α）を掛算器４５で掛算すると、三角関数の積和の公式より掛算器４５の出力は、ｃｏｓ（２ωｔ＋α＋β）−ｃｏｓ（α−β）となる。このうち、前項は時間変化する交流成分であり、かつ、後項は時間変化しない直流成分である。 ここで、２ωより低い周波数をカットオフ周波数とするローパスフィルタ（ＬＰＦ）４６で高周波成分をカットし、低周波成分だけ通過させると直流成分−ｃｏｓ（α−β）だけを得ることができる。一般に、ノイズはフィルタにより興味のある帯域以外の領域をカットすることで遮断することができるが、このロックインアンプの場合、ローパスフィルタ４６のカットオフ周波数を１Ｈｚ程度以下にすることができるため、参照信号±１Ｈｚ程度の帯域に対し、その外側のノイズを遮断することができる。その結果、低ノイズ検出が可能なため、高感度計測によく用いられる。このような検出系をロックインアンプと称する。（直交ロックイン検出） 次に、直交ロックイン検出について説明する。また、図２で示した参照信号はｓｉｎ（ωｔ＋β）であって、その位相は特に決まっておらず、βの値によっては信号が観測できず（通常はこの位相を最適化調整する）、観測信号の位相を知ることができない。それを回避するために、直交ロックインアンプがある。 図３は直交ロックイン検波の説明図である。図２と同一のものは、同一の符号を付して示す。この直交ロックインアンプでは、観測信号と参照信号とをそれぞれ掛算器４５，４５ａで掛算するものである。観測信号を２つに分離し、片方には正弦波を、また他方には余弦波をというように位相が９０゜違う参照信号をそれぞれ掛算し、前述した例と同様にそれぞれローパスフィルタ４６，４６ａを通過させ、位相の異なる２つの信号として観測する。参照信号がｓｉｎ（ωｔ＋β）の場合には、ローパスフィルタ４６通過後の直流信号は−ｃｏｓ（α−β）となり、参照信号がｃｏｓ（ωｔ＋β）の場合には、ローパスフィルタ４６ａの通過後の直流信号はｓｉｎ（α−β）となる。 このようにすることで、観測信号αと参照信号βの位相によらず、２つのチャネルどちらか必ず一方又は両方で信号を受信することができ、また、参照信号に対する観測信号の相対位相を知ることができる。なお、上述した図２，図３において、符号と１／２の係数は省略して示している。（ディジタルロックイン検出） 次に、ディジタルロックイン検出について説明する。上述のロックインアンプは、ディジタル化が可能である。図４はディジタルロックイン検波の説明図である。アナログ観測信号ｓｉｎ（ωｔ＋α）が入力される。Ａ／Ｄ変換器４７はこの観測信号を時間変化するディジタル数列に変換する。この変換された観測信号は、掛算器４８の一方の入力に入る。一方、掛算器４８の他方の入力にはディジタルの参照信号ｓｉｎ（ωｔ＋β）が入力される。 このようにして参照信号に対して正弦波に相当する数列を掛算し、得られた数列をディジタルのローパスフィルタ４９を通過させる。これにより、直流信号に相当するディジタル数列−ｃｏｓ（α−β）を得ることが可能である。このようなディジタル化したロックインアンプも可能である。また、図３に示す回路とを組み合わせることにより、ディジタル直交ロックインアンプも可能である。 従来のこの種の装置としては、４倍オーバーサンプリング手法に基づくＤＰＳＤ方式の複素検波によって得られる実部データと虚部データの振幅差を少なくする技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。また、磁気共鳴イメージング装置において、その受信コイルからの信号に対して直交位相検波を行なう直交位相検波の改良に関する技術が知られている（例えば特許文献２参照）。 また、磁気共鳴信号を、共鳴周波数の位相が９０゜異なる２つの参照波で検波して２信号に分離し、検波した信号をフーリエ変換し、該信号をフーリエ空間上で補正してノイズを除去し、その信号を再構成する技術が知られている（例えば特許文献３参照）。特開平１０−９９２９３号公報（段落０００８〜００１２、図１、図２）特開平５−３１７２８５号公報（段落００１６〜００３４、図１、図３）特開平４−３５７９３７号公報（段落００１５〜００２２、図６） 前述したアナログ直交検波方式の場合、２つの異なるＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）を使用することから、そのゲインやＤＣオフセットを同一にすることが難しく、イメージアーチファクトやセンターグリッジ（周波数オフセットにより発生するアーチファクト）を生じやすいという問題がある。また、一般的に磁気共鳴現象、特にＮＭＲやＭＲＩといった核磁気共鳴現象は、取り扱うエネルギーが極めて微小であることから、原理的本質的に感度がよくない。従って、高感度化は磁気共鳴装置開発において極めて重要である。 本発明はこのような課題に鑑みてなされたものであって、磁気共鳴における信号受信を高感度に行なうことができるディジタル直交ロックイン検出方法及び装置を提供することを目的としている。（１）請求項１記載の発明は、磁気共鳴又は電子スピン共鳴における信号をディジタル直交受信する方法であって、ディジタル化された信号波に、ディジタル化された正弦関数及び余弦関数の参照波を掛け合わせて９０゜位相の異なる実部と虚部の信号を得、観測幅に合わせて正弦関数及び余弦関数の周波数を可変させて、複数回の参照波を掛け合わせる演算を繰り返すようにしたことを特徴とする。（２）請求項２記載の発明は、磁気共鳴又は電子スピン共鳴における信号をディジタル直交受信する装置であって、その信号を要求する必要帯域より高い周波数でサンプリングしたディジタルデータを直交ディジタル検波する際に、ディジタルロックインアンプと同じ原理を用い、固定周波数±（（必要帯域）／２）間の複数の異なる周波数可変の正弦関数又は余弦関数を繰り返し掛算し、それぞれ得られた信号を狭帯域ディジタル低域通過フィルタで不要成分をカットすることで直流成分だけ取り出すことを特徴とする。 本発明によれば、磁気共鳴における信号受信を従来に比較して高感度に行なうことができる。 以下、図面を参照して本発明の実施の形態例を詳細に説明する。 図５は本発明の要部を示すブロック図であるまる図において、観測信号はｓｉｎ（ωｔ＋α）で表せる。この観測信号がＡ／Ｄ変換器６０に入り、ディジタルデータに変換される。ディジタルデータに変換された信号は、ディジタル信号数列として掛算器６１ａ，６１ｂに入る。これら掛算器６１ａ，６１ｂにおいては、スプリットされた観測信号とそれぞれ参照信号として入ったｃｏｓ（ωｔ＋β）、ｓｉｎ（ωｔ＋β）と掛算が行われる。各掛算器６１ａ，６１ｂの出力はディジタルローパスフィルタ６２ａ，６２ｂを通過することにより、広域成分が除去され、それぞれ直流信号ｓｉｎ（α−β），−ｃｏｓ（α−β）となる。 掛算器６１ａの出力は、ｓｉｎ（２ωｔ＋α＋β）＋ｓｉｎ（α−β）となる。一方、乗算器６１ｂの出力はｃｏｓ（２ωｔ＋α＋β）−ｃｏｓ（α−β）となる。（実施の形態例１） 本発明のハードウェア構成は、図７，図８に示すものと同じである。但し、オーディオフィルタ１８ａ，１８ｂ、Ａ／Ｄ変換器３１ａ，３１ｂ、信号処理部３２等が広帯域（概ね２ＭＨｚ）でのサンプリングに対応していることが必要である。更に、信号処理部３２で取り込んだディジタルデータを図１に示すような計算をＮＭＲの１データサンプリング毎に逐次的に行なうために、計算速度が比較的高速な分光計受信データ処理デバイス（信号処理部）として、高速のボードコンピュータないしはディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ：Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）が必要である。この実施の形態例は、逐次的検出のＮＭＲへの実施例を示す。 図６は本発明の動作の一例を示すフローチャートである。１） プローブ６で検出されたＮＭＲ信号は、デュープレクサ５及びプリアンプ７を経て、ＩＲＭ（イメージリジェクトミキサ）１１に入る。このＩＲＭ１１で周波数シンセサイザ２０からの局発と混合される。この結果、混合された信号は、ＩＦ付近の周波数となる。ＩＲＭ１１からの信号は、フィルタ１３を経て所定の周波数帯域（９〜１２ＭＨｚ）のみ通過させる。ディジタル直列合成器１５から発生しＤＡＣ１６ｂを経たＩＦとミキサ１７ｂでそれぞれ信号と混合される。 次に、ＡＦフィルタ１８ｂで、不必要な高周波成分を除去し、ＡＤＣ３１ｂでアナログ信号をディジタル信号に変換し（Ｓ１）、信号処理部３２でデータを一時保存する。データは信号処理部３２内のメモリに一時保存される。ここまでは、前述のディジタル直交検出（図４参照）。２） 次に、得られたデータをデータバッファ１である４０（図１参照）に溜める（Ｓ２：１スキャン分）。データは時系列の順に数列になっている。このデータを２セットにコピーする（以下「生データ」とする）。以下、１セット目に関して説明する。 前記生データに対して時系列に沿ってｃｏｓΩｔを掛算する。次いで、ディジタル低域通過フィルタ（Ｄ−ＬＰＦ）４２ａを通す。この生データに対して時系列に沿ってｃｏｓΩｔを掛算する。次いで、ディジタルローパスフィルタ４２ａを通す。３） この時、ディジタルローパスフィルタ４２ａのカットオフ周波数は、スペクトル幅ＳＷをデータ点数ＮＰで割った、ディジタル分解能と同程度ないしはそれ以下になるように調整する（Ｓ３）。例えば、ＳＷ＝１０ｋＨｚ、ＮＰ＝１０００の時、ディジタル分解能は、１０Ｈｚである。ディジタルローパスフィルタ４２ａのカットオフ周波数がこの１０Ｈｚと同程度乃至はそれ以下になるように調整する。そして、それぞれ別個に狭帯域ディジタルローパスフィルタ（Ｄ−ＬＰＦ）４９を通過させる（Ｓ４）。そして、得られた数列データの最大強度又は時間平均値をデータバッファ２Ｒに溜める。その結果、Ωと等しい周波数の信号強度のみがデータバッファ２Ｒに溜まる。４） 上記の１セット目の動作と同様に時系列に沿って生データｓｉｎΩｔを掛算する（Ｓ３）。ついで、ディジタルローパスフィルタ４２ｂを通す（Ｓ４）。得られた数列データの最大強度値又は時間平均値をデータバッファ２Ｉに溜める。その結果、Ωと等しい周波数の信号で、位相が前述の場合に比較して９０゜違う成分のみに関する信号強度がデータバッファ２Ｉに溜まる（Ｓ５）。５） 次に、Ωを変化させて（例えばΩ−ΔΩ）、上記の動作を、目的とするデータ点数回（ＮＰ回）繰り返す。このＮＰ回の繰り返しの間に、Ωの変化量ＮＰ×ΔΩ＝ＳＷとなるように変化させる。ステップＳ５の処理結果はステップＳ６に入り、処理が終了したかどうかチェックする（Ｓ６）。終了した場合には、ＦＩＤ（Ｆｒｅｅ Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ Ｄｅｃａｙ：自由誘導減衰）１本分が終了したことになる。終了しない場合には、データ点とΩをインクリメントし（Ｓ７）、ステップＳ３に戻る。そうすると、観察幅ＳＷの一方の端から他方の端までの周波数と一致したところの信号が強度として記録することができるため、ＮＭＲスペクトルを検出することができる。 このように、本発明によれば、磁気共鳴における信号受信を従来に比較して高感度に行なうことができる。（実施の形態２） 本発明のハードウェア構成は、図７，図８に示すものと同じである。但し、オーディオフィルタ１８ａ，１８ｂ、Ａ／Ｄ変換器３１ａ，３１ｂ、信号処理部３２等が広帯域（概ね２ＭＨｚ）でのサンプリングに対応していることが必要である。更に、信号処理部３２で取り込んだディジタルデータを図１に示すような計算をＮＭＲの１データサンプリング毎に逐次的に行なうために、計算速度が比較的高速な分光計受信データ処理デバイス（信号処理部）として、高速のボードコンピュータないしはディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ：Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）が必要である。この実施の形態例は、バッチ的検出のＮＭＲへの実施例を示す。このように構成された装置の動作を説明すれば、以下の通りである。フローチャートとしては、図６を用いる。１） プローブ６で検出されたＮＭＲ信号は、デュープレクサ５，プリアンプ７を経て、ＩＲＭ１１周波数シンセサイザ２０からの局発と混合され、ＩＦ付近の周波数となる。これが、その後の９〜１２ＭＨｚを選択的に透過させるバンドパスフィルタ１３を通過させる。ディジタル直接合成器（ＤＤＳ）１５から発生しＤＡＣ１６ｂを経たミキサ１７ｂでそれぞれ信号と混合される。 次に、ＡＦフィルタ１８ｂで不必要な高周波成分を除去し、ＡＤＣ３１ｂでアナログ信号をディジタル信号に変換する（Ｓ１）。そして、このディジタル信号は、信号処理部３２でデータを一時保存される。この保存はバッファで行なう。ここまではディジタル直交検出の場合と全く同じである。また、計算速度が遅いので、オーバーサンプルしたデータを一旦溜め込み、ＮＭＲ実験を終了後、以下の計算を行なう。２） 得られたデータをデータバッファ１（４０）に溜める（Ｓ２）。このデータ量は１スキャン分である。データは時系列の順に数列になっている。このデータを再びセットにコピーする（以下「生データ」とする）。３） 以下、１セット目に関して説明する。 生データに対して時系列に沿ってｃｏｓΩｔを掛算する（Ｓ３）。次いで、ディジタル低域通過フィルタ（Ｄ−ＬＰＦ）４９を通す（Ｓ４）。この時、ディジタル低域通過フィルタ４９のカットオフ周波数は、スペクトル幅ＳＷをデータ点数ＮＰで割った、ディジタル分解能と同程度ないしはそれ以下になるように調整する。例えば、ＳＷ＝１０ｋＨｚ、ＮＰ＝１０００の時、ディジタル分解能は１０Ｈｚである。ディジタル低域通過フィルタ４９のカットオフ周波数が１０Ｈｚと同程度ないしはそれ以下になるように調整する。 得られた数列データの最大強度値又は時間平均値をデータバッファ２Ｒに溜める。その結果、Ωと等しい周波数の信号強度のみがデータバッファ２Ｒにたまる。４）上記３）と同様に、時系列に沿って生データにｓｉｎΩｔを掛算する。ついで、ディジタル低域通過フィルタを通す。得られた数列データの最大強度値又は時間平均値をデータバッファ２Ｉに溜める（Ｓ５）。その結果、Ωと等しい周波数の信号で、位相が３）と９０゜違い成分のみに関する信号強度がデータバッファ２Ｉに溜まる。５） 次に、処理が終了したかどうかチェックする（Ｓ６）。処理が終了したらＦＩＤ１本分終了する。処理が終了しなかった場合には、次に、Ωを変化させて（例えばΩ−ΔΩ）上記３）及び４）を、目的とするデータ点数回（ＮＰ回）繰り返す（Ｓ７）。このＮＰＮ回の繰り返しの間に、Ωの変化量ＮＰ×ΔΩ＝ＳＷとなるように変化させる。そうすると、観測幅ＳＷの一方の端から他方の端までの周波数と一致したところの信号を強度として記録することができるため、ＮＭＲスペクトルを検出することができる。 このように、本発明によれば、磁気共鳴における信号受信を従来の方法に比較して高感度で行なうことができる。本発明におけるディジタル計算の概念図である。ロックイン検波の説明図である。直交ロックイン検波の説明図である。ディジタルロックイン検波の説明図である。本発明の要部を示すブロック図である。本発明の動作の一例を示すフローチャートである。ＮＭＲ分光計の第１の構成例を示すブロック図である。ＮＭＲ分光計の第２の構成例を示すブロック図である。符号の説明 １ シーケンサ ２ ＤＤＳドータカード ２ａ ＤＤＳ ２ｂ ＤＡＣ ２ｃ ローパスフィルタ ３ トランスミッタ ３ａ ＳＳＢミキサ ３ｂ 分配器 ３ｃ アッテネータ ４ パワーアンプ ５ デュープレクサ ６ プローブ ７ プリアンプ １０ ＯＢＳレシーバ １１ ＩＲＭ １２ ＦＳＹセレクタ １３ フィルタ １４ スプリッタ １５ ＤＤＳ １６ａ ＤＡＣ １６ｂ ＤＡＣ １７ａ ミキサ １７ｂ ミキサ １８ａ ＡＦフィルタ １８ｂ ＡＦフィルタ ２０ 周波数シンセサイザ ３１ａ ＡＤＣ ３１ｂ ＡＤＣ ３２ 信号処理部 磁気共鳴又は電子スピン共鳴における信号をディジタル直交受信する方法であって、 ディジタル化された信号波に、ディジタル化された正弦関数及び余弦関数の参照波を掛け合わせて９０゜位相の異なる実部と虚部の信号を得、 観測幅に合わせて正弦関数及び余弦関数の周波数を可変させて、複数回の参照波を掛け合わせる演算を繰り返す、ようにしたことを特徴とするディジタル直交ロックイン検出方法。 磁気共鳴又は電子スピン共鳴における信号をディジタル直交受信する装置であって、 その信号を要求する必要帯域より高い周波数でサンプリングしたディジタルデータを直交ディジタル検波する際に、ディジタルロックインアンプと同じ原理を用い、 固定周波数±（（必要帯域）／２）間の複数の異なる周波数可変の正弦関数又は余弦関数を繰り返し掛算し、それぞれ得られた信号を狭帯域ディジタル低域通過フィルタで不要成分をカットすることで直流成分だけ取り出すことを特徴とするディジタル直交ロックイン検出装置。 【課題】 本発明はディジタル直交ロックイン検出方法及び装置に関するに関し、磁気共鳴における信号受信を高感度に行なうことができるディジタル直交ロックイン検出方法及び装置を提供することを目的としている。【解決手段】 磁気共鳴又は電子スピン共鳴における信号をディジタル直交受信する方法であって、ディジタル化された信号波に、ディジタル化された正弦関数及び余弦関数の参照波を掛け合わせて９０゜位相の異なる実部と虚部の信号を得、観測幅に合わせて正弦関数及び余弦関数の周波数を可変させて、複数回の参照波を掛け合わせる演算を繰り返す、ように構成する。【選択図】 図 １